一种单片机无差拍控制逆变器系统研究

电力电子技术!1999年第5期󰀁1999.10

一种单片机无差拍控制逆变器系统研究

󰀁

AMicroprocessor󰀁basedDeadbeatControlledInverterSystem

华中理工大学󰀁张󰀁凯󰀁康󰀁勇󰀁熊󰀁健󰀁陈󰀁坚󰀁(武汉󰀁430074)

接要:对一种基于任意负载模型、带状态观测器和负载电流补偿的逆变器无差拍控制方案进行了研究。介绍了控制原理和采用80C196KC单片机的系统实现。阻性负载及整流负载情况下的实验结果证实了该控制方案的可行性。

Abstract:Astudyoutonamicroprocessor󰀁baseddeadbeatcontrolledinvertersystem,whichincludesastateobserverandacompensationforanarbitraryloadiscarried.Majorcontrolprinciplesarediscussed,andanimplementationwithadual󰀁80C196KCboardispresented.Feasibilityoftheproposedschemeisconfirmedwithexperimentalresultsunderresis󰀁tiveloadandrectifierload.

叙词:逆变器󰀁单片微型机/无差拍控制

Keywords:inverter;microprocessor;deadbeatcontrol

1󰀁引󰀁言

无差拍控制技术从八十年代未开始应用于逆变器的输出电压控制,至今已发展成为一种较为理想

的输出电压瞬时值控制技术。最初的逆变器无差拍控制基于阻性负载模型,其算法简单,但当负载性质改变时控制效果变差。近年来,带负载电流观测器的无差拍控制获得了一些进展,在文献[3]中,假定负载电流变化率在采样间隔保持不变,用两个二阶观测器分别观测状态变量(通常为输出电压和滤波电感电流)和负载电流,提高了对不同负载性质的适应性。其缺点是算法复杂,并且当采样频率降低时,负载电流观测器的观测误差明显上升,故一般只适用于DSP(数字信号处理器)实现,而DSP的成本限制了该方案的应用范围。本文提出一种折衷方案,它只用一个二阶状态观测器,计算量较小,控制任务可由普通单片机完成,同时它亦有简单的负载电流补偿,对不同负载性质有一定的适应能力。在由80C196KC单片机控制系统和IGBT单相逆变器构成的实验装置上做了不同负载性质的实验,实验结果较为理想。

[2,3]

[1]

式中󰀁x=[v󰀁i]T

y=vu=[U󰀁I]TAc=Bc=

0

1/C

-1/L00-1/C

0

1/L

C=[1󰀁0]

图1󰀁逆变器系统模型

这是一个双输入、单输出系统,两个输入量分别是逆变桥输出电压U和负载电流I。其中,U体现了控制作用,而I则是一种扰动。容易验证:对于任一输入量,输出电压v都是完全可控的。因此,只要检测到I的值,就可以选择合适的逆变桥输出电压U去控制输出电压的变化。设采样周期为Tsp,将(1)离散化,得到适于数字控制的离散状态方程[4]:

x(k+1)=Ax(k)+Bu(k)y(k+1)=Cx(k)

式中󰀁A=e

AcTsp

2󰀁基本控制原理

2.1󰀁数学模型

以带LC滤波的单相逆变器为例(见图1)。为获得对不同负载性质的适应能力,将负载等效为一电流源,其值I为任意值。选择输出电压v、电感电流i为状态变量,系统的状态方程为:

x=Acx+Bcuy=Cx

󰀁(2)

=

a11a21

AcTsp

a12a22b11b21

b12

,I󰀂󰀂󰀂单位阵b22B=Ac-1(e

-I)Bc=

本系统选择采样频率与开关频率相等,每一采样周期内逆变桥输出电压是一正负对称的方波脉冲,其在采样点处的瞬时值总计为零,故离散化时,按冲量等效原则,取其脉冲的平均值作为采样值U

(1)

本项目受国家自然科学基金资助一种单片机无差拍控制逆变器系统研究

13

(k),参见图2。这样做的根据是:LC滤波器的响应相对逆变桥输出的高频PWM电压脉冲而言,具有较大惰性,其响应值主要取决于脉冲冲量,而与脉冲形状关系不大。

为计算U(k)所必需,显然,采用状态观测器可以避免检测电感电流i;∃如用输出电压、电感电流、负载电流的本次值计算本次应发的PWM脉宽T(k),则由于执行算法占用了时间,最大脉宽将大大小于100%Tsp,从而降低了直流电压利用率,使输出电压幅值受到限制。如果通过加大采样周期来减弱上述影响,则动态响应的恶化又会影响波形质量。因此,有必要利用状态观测器的预报功能,将控制算法提前一拍完成。具体做法:在(k-1)时刻,对输出电压v(k-1)和负载电流I(k-1)进行采样;利用观测器预报v(k)、i(k);结合(k+1)时刻的指令值vref

图2󰀁逆变桥输出电压的离散化

(k+1),并令I(k)=I(k-1),利用式(4)和式(5)计算脉宽T(k)。2.4󰀁负载电流补偿

利用式(4)和式(5)计算脉宽T(k)时,I(k)项

(3)

体现了对负载电流的补偿作用,因此当负载突增(减)时,系统能及时而准确地增加(减小)T(k),从而可以削弱负载突变对输出电压的影响,提高系统对不同负载性质的适应性。由于脉宽的计算是在(k-1)时刻进行,显然这时I(k)尚未测得。对此,解决方案之一是采用基于某种假定负载模型的负载电流观测器,但这会使计算量大幅增加。更为不利的是,当采样频率不够高时,任何假定的负载模型都会与实际情况相差较大,结果是负载电流观测误差明显增加。故此方案只适于DSP实现。本文采用I(k-1)代替I(k)进行电流补偿,即假定负载电流在该采样间隔未变化。以上是一种近似处理,考虑到采样间隔时间相对于负载电流的变化速度是较短暂的,因此在多数应用场合,这种近似处理产生的误差是可以接受的。当采样频率较高时,该误差的影响就更小。实际上,由于避免了使用负载电流观测器,控制的计算量大为减小,提高采样频率是可能的。

(6)

2.2󰀁无差拍控制律

从矩阵式(2)的第一分式可以导出:

v(k+1)=a11v(k)+a12i(k)+

a21U(k)+a22I(k)

上式说明,输出电压的下一次采样值是本次输出电压、电感电流、逆变桥输出电压以及负载电流采样值的线性组合。令输出电压v(k+1)与其指令参考值vref(k+1)相等,可导出以下无差拍控制律:

U(k)=[vref(k+1)-a11v(k)-a12i(k)-b12I(k)]/b11

定,可由下式计算脉宽T(k):

T(k)=U(k)Tsp/Ud

脉冲。

2.3󰀁状态观测器

基于系统离散状态方程,可设计出如下全维状态观测器[4]:

x(k+1)=(A󰀁HC)x(k)+Bu(k)+HCx(k)

式中󰀁H󰀂󰀂󰀂为观测器反馈增益阵,H=[h1󰀁h2]T

∀

∀

(4)

U(k)由逆变器直流母线电压Ud和脉宽T(k)决

(5)

当算得的脉宽是负值时,表明逆变器应输出负电压

3󰀁系统实现

系统主电路为单相逆变器(见图1),开关元件为IGBT模块。当系统采样频率为8kHz时,全部控

制计算量可由一片80C196KC单片机完成。考虑到一些必要的辅助功能,采用了图3所示的双80C196KC系统。其中#1为辅机,负责键盘监控和逆变器输入直流电压Ud的检测。当逆变器由稳压直流供电时,可省去Ud检测。#2机为主机,它检测输出电压v和负载电流I,执行控制算法,并经高速输出口HSO输出开关信号,该信号经EXB841驱动电路后,形成VT1~VT4的驱动信号。其中VT1信号与HSO.0同相,VT3信号与HSO.1同相。逆由式(2)和式(6)可导出如下误差公式:

ex(k+1)=(A󰀁HC)ex(k)

-x(k)

通过调整H阵,合理配置观测器两个闭环极点(A󰀁HC的两个特征值),可使观测器具有较理想的误差衰减动态过程。

采用状态观测器的原因有二:#采用状态观测

器后,只需检测输出电压v,即可观测出下一拍的输出电压v和电感电流i。由式(4)可知,以上两个量∀

(7)

式中󰀁ex(k+1)󰀂󰀂󰀂为观测误差,ex(k+1)=x(k)

14

电力电子技术!1999年第5期󰀁1999.10

变器采用单极性PWM控制,这样易于形成图2所示的逆变桥输出电压波形,且开关损耗较小,可靠性高。图4给出了输出正弦脉冲时的相关信号波形,因算法提前一拍进行,故U(k)实为下一拍的波形。

输出电压波形。

图3󰀁控制系统结构上:输出电压󰀁下:负载电流图6󰀁整流负载实验波形

图7󰀁突加阻性负载实验波形

图4󰀁逆变器单极性PWM控制示意

由实验结果可以看出,采用状态观测器和提前一拍的算法,可在维持尽可能高的开关频率的同时不影响直流电压利用率,从而兼顾了输出电压的波形和幅值。而实测并补偿负载电流使逆变器对不同性质的负载具有适应性,能较好地抵抗负载突变。

理论分析与实验结果均表明,研制的无差拍控制系统结构简单、计算量小、适于普通单片机实现,且性能价格比较高,具有一定的实用价值。

参

考

文

献

1󰀁GokhaleK.P.,KawamuraA.,andHoftR.G..Deadbeat

MicroprocessorControlofPWMInverterforSinusoidalOutputWaveformSynthesis.IEEETrans.onInd。,Appl.,1987,23(3):901~910.

2󰀁YokoyamaT.andKawamuraA..ComparisonofFiveCon󰀁

trolMethodsforDigitallyFeedbackControlledPWMIn󰀁verters.Proc.4thEurop.Conf.Pow.Electr.andAppl.,1991:2_35~2_40.

3󰀁YokoyamaT.andKawamuraA..DisturbanceObserver

BasedFullyDigitalControlledPWMInverterforCVCFOp󰀁eration.IEEETrans.onPow.Electr.,1994,9(5):473~480.

4󰀁IsermannR..DigitalControlSystems:Volume1,Second

Edition,Springer󰀁Verlag,1989.

收稿日期:1998󰀁10󰀁19定稿日期:1999󰀁04󰀁06

4󰀁实验结果及结论

实验系统的主要参数如下:滤波电感1.1mH;

滤波电容60󰀁F;直流母线电压220V;输出交流电压峰值200V;频率50Hz;采样频率、开关频率8kHz;对应采样周期125󰀁s;状态观测器阻尼比0.707,无阻尼自振荡频率为LC滤波器谐振角频率的1.5倍。

逆变器在阻性负载(8A,有效值)和整流滤波性负载(11A,峰值)条件下的输出电压、输出电流波形分别示于图5、图6。

上:输出电压󰀁下:负载电流图5󰀁阻性负载实验波形

阻性负载时逆变器输出电压有良好的正弦性。在非线性的整流负载作用下,失真度(THD)仍小于4%。图7给出了突加负载(5A有效值,阻性)时的

󰀁󰀁󰀁󰀁作者简介󰀁󰀁

张󰀁凯:男,1972年生,讲师,博士研究生。研究方向为电力电子技术。