摘 要
双向CLLC谐振变换器高效率的自然软开关特性使其在新能源发电和直流输配电领域优势明显。本文首先对双向CLLC谐振变换器的原理和特性进行分析，导出交流等效模型和直流特性，并分析参数对变换器性能的影响，在欠谐振模式下分析参数对谐振电流的影响，为参数的优化设计提供条件。
然后针对交错并联双向CLLC谐振变换器中磁件集成的问题，提出一种新型变压器磁集成结构——“[+]”型变压器集成结构，通过和传统“EE”型变压器集成结构进行对比，建立磁位差模型，分析两者磁通密度分布情况和磁位差的区别，得出“[+]”型变压器集成结构比“EE”型变压器集成结构磁通密度分布更均匀，磁位差小，散磁通造成的涡流损耗小的优势。建立磁路电路模型，给出集成变压器设计方法，并运用Ansys软件中的电磁组件进行磁通密度和磁通分布的仿真分析，通过仿真分析得出“EE”型变压器集成结构磁通密度分布不均匀，旁路磁通和扩散磁通严重，验证了理论分析的正确性。进行集成变压器样机的制作，得出集成后变压器体积减小40%，提高了变换器的功率密度，说明变压器集成优势明显。
接着给出双向CLLC谐振变换器两个ZVS实现条件和增益单调性要求，针对直直变换器系统，指出仅仅增大励磁电感对变换器效率提升有限，忽略了频率范围对变换器效率的影响。给出优化的参数设计方法，即在满足满载最大增益的条件下，选取最大励磁电感和最小k值限定工作频率范围，使变换器更加靠近完全谐振状态，同时保证了谐振变换器ZVS和ZCS特性，使变换器在整个负载范围内具有更高的效率，特别是满载情况下，效率提升明显。
最后通过Saber仿真证明参数设计的有效性，搭建实验系统并设计系统硬件电路，通过实验证明参数优化后的效率提升明显，“[+]”型变压器集成结构具有更高的效率和功率密度。
该论文有图58幅，表6个，参考文献55篇。 关键词：交错并联；双向CLLC；磁集成
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Abstract
The high efficiency natural soft-switching characteristics of bidirectional CLLC resonant converter make it have obvious advantages in the field of new energy power generation and DC transmission and distribution.The principle and characteristics of bidirectional CLLC resonant converter are analyzed, the AC equivalent model and DC characteristics are derived, and the influence of parameters on the performance of the converter is analyzed, and the influence of parameters on resonant current is analyzed in underresonant mode. It provides conditions for the optimal design of parameters.
Then, aiming at the problem of magnetic integration in staggered parallel bidirectional CLLC resonant converter, a new type of transformer magnetic integration structure, \"[+]\" transformer integration structure, is proposed, which is compared with the traditional \"EE\" transformer integration structure. The magnetic potential difference model is established, and the difference between the magnetic flux density distribution and the magnetic potential difference is analyzed. It is concluded that the magnetic flux density distribution of the \"[+]\" transformer integrated structure is more uniform and the magnetic potential difference is smaller than that of the \"EE\" transformer integrated structure. The advantage of low Eddy current loss caused by dispersion Flux. The magnetic circuit model is established, the design method of integrated transformer is given, and the magnetic flux density and flux distribution are simulated and analyzed by using the electromagnetic components in Ansys software. The simulation results show that the flux density distribution of the integrated structure of \"EE\" transformer is uneven, and the bypass flux and diffusion flux are serious, which verifies the correctness of the theoretical analysis. The prototype of the integrated transformer is made, and it is concluded that the volume of the transformer is reduced by 40%, and the power density of the converter is improved, which shows that the advantages of transformer integration are obvious.
Then two ZVS implementation conditions and gain monotonicity requirements of bidirectional CLLC resonant converter are given. for DC / DC converter system, it is pointed out that only increasing excitation inductance has a limited effect on converter efficiency and neglects the influence of frequency range on converter efficiency. The optimized parameter design method is given, that is, under the condition of satisfying the maximum gain of full load, the maximum excitation inductance and the minimum k value are selected to limit the operating frequency range, so that the converter is closer to the full resonance state. At the same time, the
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ZVS and ZCS characteristics of the resonant converter are guaranteed, and the efficiency of the converter is improved obviously in the whole load range, especially in the case of full load.
Finally, the effectiveness of parameter design is proved by Saber simulation, and the experimental system is built and the hardware circuit of the system is designed. The experimental results show that the efficiency of parameter optimization is improved obviously. The \"[+]\" transformer integrated structure has higher efficiency and power density.
The thesis has 58 charts, 6 tables and 55 references.
Keywords: ：interleave；bidirectional CLLC；magnetic integration
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目 录
摘 要 .................................................................... Ⅰ 目 录 .................................................................... Ⅳ 图清单 .................................................................... Ⅷ 表清单 .................................................................... Ⅻ 变量注释表 .............................................................. XIII 1 绪论 ..................................................................... 1 1.1 课题研究背景及意义 ...................................................... 1 1.2 双向LLC谐振变换器的研究现状 ............................................ 2 1.3 交错并联技术概述 ........................................................ 3 1.4 磁集成概述及研究现状 .................................................... 4 1.5 本文研究的主要内容 ...................................................... 5 2 交错并联双向CLLC谐振变换器的原理分析 ..................................... 6 ......................................... 6 2.1 双向CLLC谐振变换器工作原理分析
2.2 交错并联双向CLLC谐振变换器的工作过程 ................................... 7 2.3 双向CLLC谐振变换器直流特性分析 ........................................ 10 2.4 参数对变换器性能的影响 ................................................. 11 2.5 本章小结 ............................................................... 14 3 交错并联双向CLLC谐振变换器的变压器集成设计 .............................. 15 ................................................ 15 3.1 “[+]”型集成变压器分析
3.2 “[+]”和“EE”型集成变压器的参数设计 .................................. 20 3.3 变压器集成样机制作 ..................................................... 23 3.4 变压器集成仿真验证 ..................................................... 24 3.5 本章小结 ............................................................... 27 4 交错并联双向CLLC谐振变换器的参数设计 .................................... 28 4.1 谐振网络参数设计 ....................................................... 28 4.2 谐振电感设计 ........................................................... 35 4.3 主电路器件的选择 ....................................................... 35 4.4 本章小结 ............................................................... 37
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5 系统仿真与实验验证 ...................................................... 38 5.1仿真分析 ............................................................... 38 5.2 实验系统设计 ........................................................... 40 5.3 实验结果 ............................................................... 42 5.4 本章小结 ............................................................... 47 6 结论与展望 .............................................................. 48 6.1 结论 ................................................................... 48 6.2 展望 ................................................................... 48 参考文献 .................................................................. 50 作者简历 .................................................................. 53 学位论文原创性声明 ........................................................ 54 学位论文数据集 ............................................................ 55
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Contents
Abstract ........................................................................................................................................ Ⅰ Contents ........................................................................................................................................ Ⅳ List of Figures .............................................................................................................................. Ⅷ List of Tables ................................................................................................................................ Ⅻ List of Variables ....................................................................................................................... XIII 1 Introduction ................................................................................................................................ 1 1.1 Research Background and Significance .................................................................................... 1 1.2 Research Status of Bidirectional LLCResonant Converter ....................................................... 2 1.3 An Overview of Interlaced Parallel Technology ....................................................................... 3 1.4 Summary and Research Status of Magnetic Integration ........................................................... 4 1.5 The Main Contents of This Paper .............................................................................................. 5 2 Principle Analysis of Interleaved Bi-directional CLLC Resonant Converter ...................... 6 2.1 Working Principle Analysis of Bidirectional CLLC Resonant Converter ................................. 6 2.2 Working Process of Interleaved Bi-directional CLLC Resonant Converter ............................. 7 2.3 DC Characteristic Analysis of Bidirectional CLLC Resonant Converter ............................... 10 2.4 The Influence of Parameters on the Performance of Converter .............................................. 11 2.5 Summary ................................................................................................................................. 14 3 Transformer Integrated Design of Interleave Bidirectional CLLC Resonant Converter . 15 3.1 Analysis of \"[+]\" Type Integrated Transformer ....................................................................... 15 3.2 Parameter Design of [+]\"and\"EE\"Integrated Transformers .................................................... 20 3.3 Fabrication of Transformer Integrated Prototype .................................................................... 23 3.4 Verification of Transformer Integrated Simulation ................................................................. 24 3.4 Summary ................................................................................................................................. 27 4 Parametric Design of Interleaved Bi-directional CLLC Resonant Converter ................... 28 4.1 Parameter Design of Resonant Network ................................................................................. 28 4.2 Resonant Inductance Design ................................................................................................... 35 4.3 Selection of Main Circuit Devices .......................................................................................... 35 4.4 Summary ................................................................................................................................. 37 5 System Simulation and Experimental Verification ............................................................... 38
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5.1 Simulation Analysis ................................................................................................................. 38 5.2 Design of Experimental System .............................................................................................. 40 5.3 Experimental Result ................................................................................................................ 42 5.4 Summary ................................................................................................................................. 47 6 Conclusions and Prospects .................................................................................................... 48 6.1 Conclusions ............................................................................................................................. 48 6.2 Prospects .................................................................................................................................. 48 Rreference documentation .......................................................................................................... 50 Author's resume .......................................................................................................................... 53 Original statement of a dissertation .......................................................................................... 54 Theses data set ............................................................................................................................. 55
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图清单
图序号 图1.1 Figure 1.1 图1.2 Figure 1.2 图1.3 Figure 1.3 图1.4 Figure 1.4 图1.5 Figure 1.5 图1.6 Figure 1.6 图2.1 Figure 2.1 图2.2 Figure 2.2 图2.3 Figure 2.3 图2.4 Figure 2.4 图2.5 Figure 2.5 图2.6 Figure 2.6 图2.7 Figure 2.7 图2.8 Figure 2.8 图3.1 Figure 3.1 图3.2 Figure 3.2 图3.3 Figure 3.3 图3.4 Figure 3.4 图3.5 Figure 3.5 图名称 直流配电网络 DC distribution network 双向DC/DC变换器示意图 Schematic diagram of bidirectional DC/DC converter 双向LLC谐振变换器电路拓扑 Circuit topology of bidirectional LLC resonant converter 分体式谐振电容双向LLC谐振变换器 Bi-directional LLC resonant converter with split resonant capacitors 双向CLLC谐振变换器 Bidirectional CLLC resonant converter 三种两相脉冲并联运行的情况 Three parallel operations of two-phase pulses 双向CLLC变换器电路图 Circuit diagram of bidirectional CLLC converter 交错并联双向CLLC谐振变换器电路图 Circuit diagram of interleaved bidirectional CLLC resonant converter 交错并联双向CLLC谐振变换器的波形图 Waveform diagram of interleaved bi-directional CLLC resonant converter 交错并联双向CLLC谐振变换器的工作模态图 Working modal diagram of interleaved bidirectional CLLC resonant converter 双向CLLC谐振变换器交流等效电路图 AC equivalent circuit diagram of bidirectional CLLC resonant converter Q=0.3，交流增益随归一化频率的变化曲线 AC gain versus normalized frequency as Q=0.3 fm 图3.6 Figure 3.6 图3.7 Figure 3.7 图3.8 Figure 3.8 图3.9 Figure 3.9 图3.10 Figure 3.10 图3.11 Figure 3.11 图3.12 Figure 3.12 图3.13 Figure 3.13 图3.14 Figure 3.14 图3.15 Figure 3.15 图3.16 Figure 3.16 图3.17 Figure 3.17 图4.1 Figure 4.1 图4.2 Figure 4.2 图4.3 Figure 4.3 图4.4 Figure 4.4 图4.5 Figure 4.5 图4.6 Figure 4.6 图4.7 Figure 4.7 “[+]”变压器集成结构及磁通分布 \"[+]\" transformers integrated structure and flux distribution “[+]”型集成变压器磁件各段磁路长度 \"[+]\" type integrated transformers magnetic piece section magnetic circuit length “[+]”型集成变压器磁路模型 Magnetic circuit model of \"[+]\" integrated transformers “EE”型和“[+]”集成变压器样机 \"EE\" type and \"[+]\" integrated transformer prototype “[+]”集成变压器和分立变压器对比 Comparison of \"[+]\" integrated transformers and discrete transformers “EE”型集成变压器磁通密度3D仿真图 3D simulation diagram of flux density of \"EE\" integrated transformers “[+]”型集成变压器磁通密度3D仿真图 3D simulation diagram of flux density of \"[+]\" integrated transformers “EE”型集成变压器磁通密度2D仿真图 2D simulation diagram of flux density of \"EE\" integrated transformers “[+]”型集成变压器磁通密度2D仿真图 2D simulation diagram of flux density of \"[+]\" integrated transformers “[+]”型集成结构低磁阻磁路的磁通密度分布 Flux density distribution of low magnetoresistive magnetic circuit in \"[+]\" integrated structure “EE”型集成变压器磁通分布2D仿真图 2D simulation diagram of flux distribution of \"EE\" integrated transformers “[+]”型集成变压器磁通分布2D仿真图 2D simulation diagram of flux distribution of \"[+]\" integrated transformers 参数设计流程图 Parameter design flow diagram 输入阻抗变化曲线 Input impedance change curves 最小工作频率下，最大Q值随k值变化曲线 Under the minimum operating frequency, the maximum Q value varies with k value 死区阶段寄生电容能量交换电路图 Diagram of parasitic capacitor energy exchange circuit in dead zone 增益单调时Qmax随k值变化曲线 Variation curve of Qmax with k value when gain monotone 满载时Qmax随k值变化曲线 Variation curve of Qmax with k value at full load 励磁电感一定，谐振电流随归一化频率变化的曲线图 Curve of resonant current changing with normalized frequency when excitation inductance is constant IX 18 18 19 19 19 19 23 23 24 24 24 24 25 25 25 25 25 25 26 26 26 26 27 27 28 28 29 29 29 29 30 30 31 31 32 32 33 33 图4.8 Figure 4.8 图4.9 Figure 4.9 图5.1 Figure 5.1 图5.2 Figure 5.2 图5.3 Figure 5.3 图5.4 Figure 5.4 图5.5 Figure 5.5 图5.6 Figure 5.6 图5.7 Figure 5.7 图5.8 Figure 5.8 图5.9 Figure 5.9 图5.10 Figure 5.10 图5.11 Figure 5.11 图5.12 Figure 5.12 图5.13 Figure 5.13 图5.14 Figure 5.14 图5.15 Figure 5.15 图5.16 Figure 5.16 图5.17 Figure 5.17 fn一定时，谐振电流随励磁电感变化的曲线图 Curve diagram of resonant current changing with excitation inductor for fn is constant kQ一定时，最大电压增益与k的关系曲线图 kQ is constant, graph of the maximum voltage gain versus k 空载状态下的ZVS仿真波形 Simulation waveforms for no-load conditions 正向不同频率范围仿真波形 Forward simulation waveform with different frequency ranges 反向不同频率范围仿真波形 Reverse simulation waveform with different frequency ranges 交错并联双向CLLC谐振变换器空载时的仿真波形 Simulation waveform of staggered parallel bidirectional CLLC resonant converter under no-load 交错并联双向CLLC谐振变换器正向的仿真波形 Forward simulation waveform of staggered parallel bidirectional CLLC resonant converter 交错并联双向CLLC谐振变换器反向的仿真波形 Reverse simulation waveform of staggered parallel bidirectional CLLC resonant converter 驱动电路 Drive circuit 光耦隔离电路 Photoelectric coupled isolate circuit 两路交错并联驱动波形图 Two staggered drive waveforms 参数实验电路系统 Parameter experimental circuit system 参数优化前谐振电流波形 Resonant current waveform before parameter optimization 参数优化后谐振电流波形 Resonant current waveform after parameter optimization 变换器参数优化前后效率曲线 Efficiency curve before and after parameter optimization of converter 集成变压器实验系统 Integrated transformer experimental system ZVS实现波形 Implements the ZVS waveform 集成变压器反向实验谐振电流波形 Resonant current waveform of integrated transformers reverse experiment 集成变压器正向实验谐振电流波形 Forward experiment resonant current waveform of integrated transformers X 33 33 34 34 38 38 38 38 39 39 39 39 40 40 40 40 41 41 41 41 42 42 42 42 43 43 43 43 44 44 44 44 45 45 45 45 46 46 图5.18 Figure 5.18 不同变压器结构效率曲线 Efficiency curve of different transformer structures 46 46 XI 表清单 表序号 表3.1 Table 3.1 表3.2 Table 3.2 表3.3 Table 3.3 表3.4 Table 3.4 表4.1 Table 4.1 表5.1 Table 5.1 表名称 变压器设计参数 Design specification for the transformer “[+]”型集成变压器磁芯尺寸 Magnetic core size of “[+]” type integrated transforms “EE”型变压器集成设计参数 Design specification for the “EE” type integrated transformer 集成变压器的电感值 Inductance value of integrated transformer 设计指标 Design requirements 实验参数 Experimental parameters 页码 21 21 21 21 23 23 23 23 28 28 42 42 XII 变量注释表 Lr Lm Cr frf m fs Vgs iLr iLm iQV Cr i D io VAB Req Ro n Vin VP Vo Gac k ωs ωn fn k Q k Gdc L1、L2 M Lk1、Lk2 Tr1 ϕ1、ϕ2 c N a、b、c、d、e l1、l2、l3、l4 g1 F1、F2 R11、R12、R13、R14 谐振电感 励磁电感 谐振电容 串联谐振频率 串并联谐振频率 工作频率 开关管的驱动电压 谐振电流 励磁电流 开关管电流 谐振电容电压 整流二极管电流 输出电流 输入电压基波分量 交流等效负载 负载电阻 变压器的变比 直流输入电压 交流等效负载电压 直流输出电压 交流电压增益 励磁电感与谐振电感的比值 工作角频率 归一化角频率 归一化频率 励磁电感与谐振电感的比值 品质因数 耦合系数 直流电压增益 两相电感线圈的自感 两相电感线圈之间的互感 两相电感线圈的漏感 两相电感全耦合时的理想变压器模型 主磁通 漏磁通 电感线圈匝数 各部分磁芯长度 各部分磁路长度 电感气隙长度 磁动势 磁路磁阻 XIII Rg1 μo μr h Rair1、Rair2 气隙磁阻 空气磁导率 磁芯材料的相对磁导率 磁芯厚度 空气磁阻 R’g1 w δ_o lS_ t Vt No do δo Ac lc Bmax Iˆ Bsat ko VAB.rms Zin Ir.rms Ts Coss tdead Ir.peak ID.rms IQ.rms Io PN Tr Ir.rms fnmin iCr VCr.peak C1、C2fsmin λ Aw AP PT 气隙磁阻 磁柱绕组的宽度 裕量 磁路平均长度 磁阻平均截面积 磁阻区域体积 线圈层数 线圈直径 线圈与中柱磁芯间的裕量 磁芯截面积 磁芯长度 最大磁通密度 峰值电流 饱和磁通密度 耦合系数 谐振网孔电压有效值 谐振网孔的输入阻抗 谐振网孔电流有效值 工作周期 开关管寄生电容 死区时间 谐振电流峰值 整流二极管电流有效值 开关管电流有效值 变换器输出电流 额定功率 串联谐振周期 谐振网孔电流有效值 最小工作频率与归一化频率比值 谐振电容的电流 谐振电容电压峰值 滤波电容 变换器最小工作频率 纹波系数 磁芯窗口面积 磁芯的有效截面积与磁芯窗口面积的乘积 变压器视在功率 XIV Bw kf kw x kj Po η 工作磁通密度 波形系数 窗口利用系数 磁芯常数 电流比例系数 输出功率 变压器效率 NP g2 ε Jo SP、SS 变压器原边匝数 变压器气隙长度 趋肤深度 电流密度 原、副边导线截面积 XV 辽宁工程技术大学硕士学位论文 1 绪论 1.1 课题研究背景及意义 由于能源和环境问题突出，目前各个国家开始重视新能源的发展，新能源如太阳能、风能、潮汐能等可再生能源通过转化为清洁的电能，减少了环境污染，近几年，特别是光伏发电和风力发电行业，得到国家的大力扶持，光伏行业和风电行业得到了较好的发展。 光伏发电和风力发电需要转化为直流电然后进行电能分配和传输，而直流配电网的发展也推动了直流分布系统的构建。通过直流配电网的连接，将光伏发电和风力发电产生的直流电传输到负载端，如照明、生产等，也包括新能源汽车、储能电池等可以双向能量传输的网络，如图1.1所示，为典型的直流配电网络示意图。 图1.1 直流配电网络 Figure1.1 DC distribution network 从图1.1中典型直流配电网络可以看出，直流配电网中存在很多双向直流变换单元，因而双向DC/DC变换器在直流配电系统中广泛需要。进而需要大量的双向DC/DC变换器， 双向DC/DC变换器可以实现能量的双向流动，在直流配电网中可以进行能源的合理配置，削峰填谷，最大化的提高能源的利用率。隔离型双向DC/DC变换器可以实现电压隔离，提升电压等级，具有更高的传输效率，其隔离式二端口示意图如图1.2所示。 +V1-I1双向DC/DC变换器反向传输（I1>0, I2<0）控制信号+V2-正向传输（I1<0, I2>0）I2 图1.2 双向DC/DC变换器示意图 Figure1.2 Schematic diagram of bidirectional DC/DC converter 1 辽宁工程技术大学硕士学位论文 隔离型双向DC/DC变换器中，双向LLC谐振变换器由于具有自然的软开关特性，满足原边开关管的ZVS和副边的ZCS，大大降低了损耗，因此双向LLC谐振变换器具有高效率、高功率密度的特点。在大功率应用场合，单相谐振变换器并不能满足功率要求，通过交错并联技术提升变换器的传输容量，通过多相承担功率要求，避免单相大功率传输带来的损耗严重和器件应力大的问题；交错并联技术实现扩容，但是也带来元器件倍增问题，降低功率密度，通过磁集成技术，实现磁件集成，从而减小磁件的质量和体积，提升了功率密度。因此，交错并联磁技术双向LLC在直流配电网中优势明显，具有研究价值和经济效益。 1.2 双向LLC谐振变换器的研究现状 双向LLC谐振变换器具有明显的优势，国内外学者也进行了广泛的研究[19-21]。 文献[22]提出了一种双向LLC谐振变换器，其拓扑结构如图1.3所示，该结构可以应用于电动汽车领域。但是该拓扑结构中仅有LC谐振环节，尽管可以实现LLC谐振变换器的特性，但是其增益始终小于1，不能实现升压，因而其应用受到限制。 Q1C1D1Q3V1Q2AC2TRLrCrC33DCoV2D2Q4C4D4B 图1.3 双向LLC谐振变换器电路拓扑 Figure 1.3 Circuit topology of bidirectional LLC resonant converter 文献[23]提出一种原副边对称结构的谐振变换器，如图1.4所示。原副边中，分体式谐振电容Cr1、Cr2和Cr3、Cr4分别并联形成谐振电容Cr。变换器在工作时，副边侧谐振元件因二极管短路而不能参与工作正向工作，因此变换器工作时仅有谐振侧元件参与谐振，副边整流侧不起作用，因而该变换器正反向工作时的特性一致。然而，由于该电路整流侧谐振电感和电容被短路不起作用，且需要大量二极管，增加了损耗，系统稳定性和效率降低。 Q1D11Cr1Lr1D12LmQ3V1TRD21Lr2Cr3D22V2Cr4D23Q2D14Cr2D13D24Q4 图1.4 分体式谐振电容双向LLC谐振变换器 Figure1.4 Bi-directional LLC resonant converter with split resonant capacitors 2 辽宁工程技术大学硕士学位论文 文献[24]提出了一种对称的CLLC谐振变换器结构，如图1.5所示。该结构中原副边谐振参数完全对称，正反向工作特性也完全一致，和传统单相LLC谐振变换器特性相同，可以实现ZVS和ZCS条件。但该结构中，谐振元件相对较多，副边电感值较小，但增加的谐振元件可能会改变增益特性，在设计时需要考虑增益单调性问题，增加了设计难度[24]。 Q1Q3ABLrCrQ7TRLmLrQ5C+VL-VHCr2DQ8Q6Q2Q4 图1.5 双向CLLC谐振变换器 Figure1.5 Bidirectional CLLC resonant converter 尽管学者对谐振变换器进行了大量的研究，但目前谐振变换器拓扑结构都有所不足，对于双向LLC谐振变换器的研究仍然有较大的意义。 1.3 交错并联技术概述 目前变换器的发展趋势逐渐变得低压大电流方向，单相变换器无法满足功率传输要求在功率要求比较高的变换器中，可以将几个功率变换器并联在一起，即所谓的并联技术[25]。 根据时钟信号的不同，两相并联运行主要分为以下三种情况，下面我们以两相三角波信号为例，对这三种情况分别进行说明。如图1.6所示。下图1.6中（a）、（b）、（c）对应于两路脉冲并联运行时的情况，分别为运行同时但触发不同时、运行时频率不完全相同，可随机减小输出纹波、相位交错的脉冲信号，可以明显的改善输出纹波并且纹波频率增大。由上述分析可得，各并联相的运行相位角不同但控制信号的频率相同的运行方式称为交错并联。 电流纹波第1相脉冲Ts第2相脉冲Tsii1 i2电流纹波第1相脉冲Ts第2相脉冲Tsii2i1电流纹波第1相脉冲Tsiiitt12tttttt第2相脉冲Tst（a）脉冲同步波形（b）脉冲独立波形（c）脉冲交错波形 图1.6 三种两相脉冲并联运行的情况 Figure1.6 Three parallel operations of two-phase pulses 采用交错并联技术时，会使输出电流的纹波也有所增加，在减少滤波器的个数和容量 3 辽宁工程技术大学硕士学位论文 以及降低磁元件要求的基础上，可以有效提高系统的功率密度及瞬态的相应特性[8-12]。关于交错拓扑的电压增益及由PWM或频率控制精确调节的输出电压是与单路模块相同的。为解决引入交错并联技术引起输出电流纹波变大的情况，可以进行合理的设计及优化。为了保证引入了交错并联技术的系统可以正常、高效率的工作，对此系统提出如下要求[8-12]： （1）为了避免交错并联系统因输出不均流导致某个模块电流、功率过大而烧毁装置致使系统不能正常稳定的工作，必须保证输出的电流必须均衡； （2）为了使系统各相输出电流均衡，必须保证系统的交错驱动信号是准确的。 1.4 磁集成概述及研究现状 1.4.1 磁集成概述 电感、变压器等磁性器件是功率变换器中不可或缺的核心器件之一，电感可以实现能量储存和电流滤波，变压器实现隔离和功率转换，因此几乎每种变换器都有磁性器件的存在，LLC谐振变换器也不例外。磁性器件不仅影响变换器的性能，还决定了变换器的体积和质量，影响其功率密度。尽管提高频率可以减小磁件的体积，但是也会带来损耗和电磁辐射的问题，因此磁集成技术的产生很好的解决了这一矛盾。通过磁集成技术，使得变换器中多个磁件集成到一个磁芯中，从而减少磁元件数量，降低体积和质量，提升功率密度，而且通过合理的设计，可以实现减少或消除磁件交流磁通，从而提高效率和功率密度；还可以通过磁件集成减少变换器的纹波，改善变换器的动态性能等等。 在交错并联双向CLLC谐振变换器中，磁性器件包括4个谐振电感和2个变压器，占据了变换器很大的体积和质量，因此有必要进行磁件集成。在交错并联双向CLLC谐振变换器中，磁件集成主要分为以下几种情况： （1）双向CLLC谐振变换器中原副边谐振电感的集成； （2）双向CLLC谐振变换器中谐振电感和变压器的集成； （3）双向CLLC谐振变换器中谐振电感、电容和变压器的无源全集成； （4）交错并联双向CLLC谐振变换器中谐振电感和谐振电感的集成； （5）交错并联双向CLLC谐振变换器中谐振电感和变压器的集成； （6）交错并联双向CLLC谐振变换器中两路变压器的集成； （7）交错并联双向CLLC谐振变换器中谐振电感、电容和变压器的全集成。 交错并联磁集成技术，即可以实现变换器能量传输的扩充，又可以提高变换器的效率和功率密度，对于当今高效率高功率密度的变换器发展趋势，具有广阔的研究和应用前景，因而国内外也掀起了磁集成技术的研究热潮。 4 辽宁工程技术大学硕士学位论文 1.4.2 国内外研究现状 2009年，南京航空航天大学的吴扣林，针对复合式全桥三电平LLC谐振变换器的谐振电感，分别利用漏感和独立绕组进行磁件集成和设计，提升了变换器的性能和功率密度。 2015年，复旦大学的刘刚等提出一种用于双向CLLC谐振变换器的对称型磁集成变压器，由两个主绕组，一个二次绕组、一个筒管和一个对称型磁芯组成，通过磁件集成，实现了高功率密度的车载充电器，降低了器件数量和成本。 2017年，日本名古屋大学的Masayoshi Yamamoto提出串联输入，并联输出的LLC谐振变换 器，并将三个LLC变换器单元中变压器进行集成，提高了变换器的功率密度。 2018年，辽宁工程技术大学的杨玉岗教授针对交错并联LLC谐振变换器均流问题，提出采用耦合电感实现无源自动均流方法，利用两路谐振电感反向耦合，实现电感的集成和均流的实现。 1.5 本文研究的主要内容 本文在分析双向CLLC谐振变换器的基础上，通过交错并联技术实现扩容，结合磁集成技术提升交错并联双向CLLC谐振变换器的效率和功率密度，主要工作内容如下： （1）分析对称式双向CLLC谐振变换器原理和特性，导出交流模型和增益，分析参数对变换器性能的影响； （2）在双向CLLC谐振变换器的基础上，引入180°交错并联技术，实现传输功率提升； （3）提出一种新型变压器磁集成结构，并与传统变压器集成结构进行对比，通过理论和电磁软件仿真分析新型集成结构的特点； （4）在欠谐振模式下分析参数对双向CLLC谐振变换器效率的影响，提出新型参数优化设计方法，并通过Saber仿真和实验验证； （5）进行器件选型和实验系统搭建，通过实验验证提出磁集成变压器结构的优势。 5 辽宁工程技术大学硕士学位论文 2 交错并联双向CLLC谐振变换器的原理分析 通过分析双向CLLC谐振变换器的工作原理和交错并联双向CLLC谐振变换器工作模态，推导直流增益特性，并对参数的影响进行分析。 2.1 双向CLLC谐振变换器工作原理分析 双向CLLC变换器电路拓扑如下所示。 Q1Q3ABLr1Cr1Q7TRLmLr2Q5C+VL-VHCr2DQ8Q6Q2Q4 图2.1 双向CLLC变换器电路图 Figure2.1 Circuit diagram of bidirectional CLLC converter 如图2.1所示，在双向CLLC谐振变换器中，谐振槽由两侧谐振电感、电容和励磁电感构成，在选频谐振网络中形成谐振。双向CLLC谐振变换器在欠谐振模式下，谐振电感Lr与电容Cr形成串联谐振，串联谐振频率为fr，此时能量正常传输；当所有谐振元件包括励磁电感一起谐振时，有串并联谐振频率为fm，此时能量不再传输，仅仅在输入侧形成环流。两个谐振频率fr，fm分别为： fr1 2LrCr（2.1） fm1 2(LrLm)Cr（2.2） 谐振变换器需要通过频率调节进行输出增益的调整，实际上为谐振网络和负载的串联分压关系。根据工作频率不同，变换器的工作频率范围可以划分为三个部分，分别为：fs 当变换器工作频率范围为fs 6 辽宁工程技术大学硕士学位论文 范围为fs=fr时，变换器处于完全谐振，可以实现开关管的ZVS，不会产生反向恢复损耗，可以实现ZCS，是理想的谐振变换器工作模式。因此，变换器主要工作在fm 交错并联双向CLLC谐振变换器如图2.2所示，该变换器由两路双向CLLC谐振变换器交错180°构成，分别为CLLC1和CLLC2。通过两相CLLC谐振变换器交错并联，提升了变换器能量传输能力。由于该变换器原副边完全对称，正反向工作特性一致，因此本文以高压侧到低压侧为例进行分析，低压侧到高压侧同理可得。 Q11Q12C11D11C12D12Lr1Cr1Lm1VinQ14ACLLC1nCr2Q21CC21D21Q22C22D22C1DLr2RoBQ13C14D14Q24C13D13C24D24Q23C23D23Q31EC31D31Q32C32D32Lr3Cr3Lm2Q41nCr4Lr4C41D41Q42C42D42GFHQ44Q43C43D43Q34C34D34Q33C33D33CLLC2C44D44 图2.2 交错并联双向CLLC谐振变换器电路图 Figure2.2 Circuit diagram of interleaved bidirectional CLLC resonant converter VgsQ11、Q13Q12、Q14Q31、Q33CLLC1VgsiLr1iLm1iLr2iLm2iDiDioQ32、Q34iLr1iLm1iLm2iLr2CLLC2D21、D23D42、D44D22、D24D41、D43t0t1t2t3t4t5t6t7t8t 图2.3 交错并联双向CLLC谐振变换器的波形图 Figure2.3 Waveform diagram of interleaved bi-directional CLLC resonant converter 7 辽宁工程技术大学硕士学位论文 如图2.3所示为变换器典型工作波形。从波形图中得出，变换器半个周期的工作波形完全相反，在半个工作周期中主要可以分为4个工作阶段，另半个周期对称可得，下面详细分析该阶段。 在图2.3中：iLr1和iLr2分别表示CLLC1和CLLC2回路的谐振电流；iLm2和iLm2分别表示CLLC1和CLLC2回路的励磁电流；iD表示整流管电流；io表示负载电流。 Q11Q12Q21Lr2C11D11C12D12Lr1Cr1Lm1VinQ14ABQ13C14D14CLLC1nCr2C21D21Q22C22D22CC1RoDQ24Q23C24D24C23D23C13D13Q31EC31D31Q32C32D32Lr3Cr3Q41nLm2Cr4Lr4C41D41Q42C42D42GHFQ34C34D34Q33C33D33CLLC2Q44C44D44Q43C43D43 （a）t0~t1阶段 Q11C11D11Q12C12D12Lr1Cr1Lm1VinQ14ABCLLC1nCr2Lr2Q21CC21D21Q22C22D22C1RoDQ24Q23C24D24C23D23Q13C14D14C13D13Q31EC31D31Q32C32D32Lr3Cr3Lm2Q41nCr4C41D41Q42C42D42Lr4GHFQ34C34D34Q33C33D33CLLC2Q44C44D44Q43C43D43 （b）t1~t2阶段 8 辽宁工程技术大学硕士学位论文 Q11C11D11Q12C12D12Lr1Cr1Lm1VinQ14ABQ13C14D14CLLC1nCr2Q21Lr2C21D21Q22C22D22CDC1RoQ24C13D13C24D24Q23C23D23Q31EC31D31Q32C32D32Lr3Cr3Q41nLm2Cr4C41D41Q42C42D42Lr4GHFQ34C34D34Q33C33D33CLLC2（c）t2~t3阶段 Q44C44D44Q43C43D43 Q11C11D11Q12C12D12VinQ14ABQ13C14D14CLLC1nCr2Q21Lr2C21D21Q22C22D22Lr1Cr1Lm1CDC1RoQ24C13D13C24D24Q23C23D23Q31C31D31Q32C32D32Q41EFQ34C34D34nLm2Cr4Lr4C41D41Q42C42D42Lr3GHCr3Q33C33D33CLLC2（d）t3~t4阶段 Q44C44D44Q43C43D43 图2.4 交错并联双向CLLC谐振变换器的工作模态图 Figure2.4 Working modal diagram of interleaved bidirectional CLLC resonant converter t0~t1阶段： t0时刻，CLLC1谐振变换器中处于死区阶段，能量中断，变压器被钳位，Q12、Q14关断，而Q11、Q13还未开通。此时iLr1与iLm相等，并在这个阶段给原边侧四个开关管的寄生电容进行能量交换，t1时充放电完成；CLLC2中开关管Q31、Q33开通，励磁电感被钳位， 9 辽宁工程技术大学硕士学位论文 不发生谐振，整流侧D41、D43导通。 t1~t2阶段： t1时刻，CLLC1中高压侧寄生电容完成能量交换，随即开关管Q11、Q13反并联二极管导通，使开关管漏源极管压降为0，为下一阶段Q11、Q13的ZVS做好准备。iLr1与iLm1开始反向增大，励磁电感被输出电压钳位，不能谐振，D21、D23导通；CLLC2中的工作状态与t0~t1阶段类似。 t2~t3阶段： t2时刻，CLLC1中Q11、Q13开通，iLr1通过开关管流通，励磁电感Lm1仍被钳位，iLm呈线性增加，副边整流侧D21、D23导通整流；CLLC2中的工作状态与t0~t1阶段中状态相似，在t3时刻有iLr2与iLm2相等。 t3~t4阶段： 在t3时刻，CLLC2中iLr3与iLm2相等，t3时刻，CLLC1中的工作模态与t2~t3阶段相似；不向负载侧传输能量，励磁电感开始参与谐振，在t4时刻开关管Q31、Q33关断。 此处仅分析典型的半个周期，剩余半个周期的工作模态相反对称即可得到，这里不再赘述。 2.3 双向CLLC谐振变换器直流特性分析 谐振变换器工作在谐振状态，通过选频网络进行能量传输，采用基波分析法（FHA）分析得到交流等效电路如图2.5所示。其中Vin.FHA为谐振回路输入电压Vin的基波分量有效值，Vo.FHA为整流桥输出电压Vo的基波有效值 LripVin.FHALrLmReqCrVo.FHAZinCr 图2.5双向CLLC谐振变换器交流等效电路图 Figure2.5 AC equivalent circuit diagram of bidirectional CLLC resonant converter Vin.FHA22Vin （2.3） Vo.FHAn22Vo （2.4） 由图2.5可得交流增益公式为： 10 辽宁工程技术大学硕士学位论文 GacVp.rmsVAB.rms 1jLRsreq//jsLmReqjCsr （2.5） 111ReqjsLrReq//jsLmjsLrjsLrjsCrjsCrjsCr111k1kfn2Q/k2k1fn2k2fn1/fn3222式中：电感比值系数——kLm归一化频率——fn品质因数——QLr fs frLr1ReqCr 交流等效电阻——Req8n2Ro2 由交流电压增益可以得到直流电压增益： V11（2.6） Gdco22223Vinn11k1kfnQ/k2k1fn2k2fn1/fn2.4 参数对变换器性能的影响 由式（2.6）可知，谐振变换器的电压增益大小随参数k、Q及fn的变化而变化，k、Q是由谐振元件参数和负载决定的，fn是变换器为保持恒压，在负载发生变化时进行调节的参数，电压增益随fn变化的趋势不随着k、Q的变化而变化[40-41]。 2.4.1 电感系数k值的影响 Q一定的情况下，根据公式（2.6）得到k值不同时，电压增益Gac随归一化频率fn的变化曲线，如图2.12所示。 （1）k值对电压增益的影响 从图2.6中可以看出，谐振变换器的最大增益随着k的增大而减小，并且峰值增益处的频率也逐渐降低，在需要较大增益时，k值取小点。与单向LLC谐振变换器增益曲线相比，双向CLLC谐振变换器的增益在k值较大时，会出现增益随频率非单调性降低，如图中k=10，k=16，因此会影响变换器的变频控制，在设计变换器时需要考虑增益随频率的单调性问题。 11 辽宁工程技术大学硕士学位论文 图2.6 Q=0.3，交流增益随归一化频率的变化曲线 Figure2.6 AC gain versus normalized frequency as Q=0.3 （2）k值对频率范围的影响 图2.12中还可看出，k值也会影响变换器工作频率范围。在达到相同增益时，k值越小，需要调整的频率范围越小，变换器对频率比较敏感，调节能力强，动态响应速度快，而且，对于磁件设计而言，较小的频率调整范围更有利于磁件的设计。如图中所示，达到同样交流增益如Gac=1.2时，k=4要比k=6对应需要调节的频率范围小。因此，对于工作频率较窄，动态性能有要求的情况下，我们需要较小的k值。 （3）k值对效率的影响 在2.1节中，我们讨论过变换器主要工作在欠谐振状态，即fm 图2.7 fm 辽宁工程技术大学硕士学位论文 nVonVoTs12IsinttrnLm4LmnVonVoTstL4Lmm iLiLipri12Isint3nVoTsnVotrn4LmLm3nVoTsnVotLm4Lm进而可以求出谐振网络中流过电流的有效值： rm0tTr2TTrts22TsTTtrs22TrTstTs2 （2.7） I2r.rms12TrTr201nVoTsnVo n2Isinrt4LLtdtmm2（2.8） I2r.rms1PoTr1n2Vo2Tr2111221 228nfn2Lmfnfn4Lm32fn4fn2Io22TsTr（2.9） 根据： Ir2.rms2Ts2Tr2nVoTsnVon2Vo2Tr211tdt1 224LL12L2f4fmmmnn2（2.10） Ir2.rmsTsTTTIr2.rms1rIr2.rms2sr 222（2.11） 可得到谐振电流的有效值为： Ir.rmsI2r.rms1fnI2r.rms2PoTr1fn8n2fn2Lm2Io21n2Vo2Tr2 （2.12） 122fn48Lmfn对于需要所示这样会造成输入电压和输出电压的范围变小。k值较小时，可以在较小频率范围内得到较大的电压增益，但减小k值会造成励磁电感较小，谐振电流增大，导通损坏增加，变换器效率下降；因此增大k值有利于提高变换器效率，但电压增益会受到限制。因此在选取k值时需要根据变换器指标考虑，适当选取。 2.4.2 品质因数Q值的影响 （1）Q值对电压增益的影响 固定k，根据公式（2.6）得到Q值不同时，电压增益Gacmax随归一化频率fn的变化曲线，如图2.8所示。 从图2.8可以看出，变换器的最大增益随着Q的逐渐增大而减小，变化趋势与k增大时是相同的。当谐振频率fr一定时，Q越小，输入电压和输出电压范围就越宽，变换器的最大增益越大，从输出恒定电压的角度考虑，Q应取小些；随着Q值增大，即负载增加时，增益随开关频率非线性变化，因此，在满载时需要限定Q值，以满足线性控制条件。 13 辽宁工程技术大学硕士学位论文 图2.8 k=10，Q取不同值时对应的归一化增益曲线 Figure2.8 Normalized gain curves for different Q values as k = 10 （2）Q值对效率的影响 Q值越大，则谐振电感Lr越大，励磁电感Lm就越大，变换器的谐振电流减小，工作效率会升高。 但谐振电感Lr也不是越大越好，一方面较大的谐振电感需要占用更大的空间，降低变换器的功率密度，并且会增加绕线成本；同时，Lr增大时，会导致谐振电容Cr减小，而电容两端承受的电压和电容值成反比，会增加电容设计耐压值，进而增加成本并降低功率密度。 2.4.3 频率范围的影响 由2.1节分析得出，变换器主要工作在fm 本章针对双向CLLC谐振变换器进行工作模态分析，并介绍了交错并联双向CLLC谐振变换器的工作状态。通过基波分析法导出交流等效电路，推导其电压增益公式，分析参数对变换器性能的影响。 14 辽宁工程技术大学硕士学位论文 3 交错并联双向CLLC谐振变换器的变压器集成设计 交错并联技术提高了变换器能量传输容量，通过相间导通相位的交错可以减少输出电流纹波，降低输出滤波电容的要求，提高功率密度。由于多相传输，也增加了系统的元器件，特别是变压器、电感磁性器件的成倍增加，磁元件的质量和体积一般是变换器总质量和总体积的30%以上，因此，通过磁集成技术减少磁件的磁性器件的数量。传统集成结构多采用“EE”型结构，绕组和气隙都分布在边柱上，因而造成磁压、磁通分布不均，且绕组完全包围气隙，使得扩散磁通和旁路磁通和绕组交链产生涡流损耗等问题。本文提出一种“[+]”型变压器集成结构，给出变压器集成设计方法，通过与传统“EE”型集成变压器的仿真、实验对比分析，验证新型变压器集成结构的优越性。 3.1 “[+]”型集成变压器分析 3.1.1 “[+]”型集成变压器结构特点 “[+]”型变压器集成结构和传统“EE”型变压器集成结构如图3.1（a）图所示。从图中可以看出，“[+]”型变压器集成结构由两片“[”型磁芯、一个“+”型磁芯组成，“+”型磁芯置于两个“[”型磁芯中间，两片“[”型磁芯中部与“+”型磁芯左右横轭紧贴，之间不留气隙，作为两个变压器公用低磁阻磁路；两个“[”型磁芯上下侧柱与“+”型磁芯上或下侧之间留有气隙，作为集成变压器励磁电感条件，形成上下左右对称的“[+]”型变压器集成结构。在“[+]”型变压器集成磁件的“+”型磁芯的上侧磁柱上绕制N11、N12绕组，形成谐振变换器中变压器TR1及其励磁电感Lm1，下侧磁柱上绕制N21、N22绕组，形成谐振变换器中变压器TR2及其励磁电感Lm2。 TR1N11N12TR1N12N11N21TR2N22N21TR2N22 “[+]”型变压器集成结构 （b）“EE”变压器集成结构 （a） 图3.1 变压器集成结构 Figure3.1 Transformer integrated structures 传统“EE”变压器集成结构如图3.1（b）图所示，两片“E”型磁芯面对放置，两个中柱之间不留有气隙，形成变压器集成的低磁阻磁路；上下侧柱之间留有气隙， 15 辽宁工程技术大学硕士学位论文 形成变压器励磁电感。在上下侧柱上分别绕制TR1的N11、N12绕组和TR2的N21、N22绕组。 由于谐振变换器对于参数比较灵敏，因此变压器的漏感需要严格控制，为了分析“[+]”型变压器集成结构和传统“EE”型变压器集成结构在散磁、磁位差方面的差异，对于这两种集成结构，分别作出对应的磁动势和磁位分布图，分别如图3.2和3.3所示。在磁路上选取一个磁位参考点，并取磁通方向为正方向，得出某点x相对于磁位参考点的磁位差Ux。根据磁路基尔霍夫第二定律，沿磁路闭合回路得到 FxUcxUx （3.1） 其中：Fx为0到x段磁路所匝链的线圈磁势；Ucx为0到x段磁芯的磁阻压降。 F/Aδ1 l1TR1N11INN120Ucx/AX/mml2X=0INN21TR20X/mmN22Ux/A0l1δ1 l2X/mm （a）“[+]”型变压器集成结构 （b）“[+]”型变压器集成结构磁势和磁位分布 图3.2 “[+]”型变压器集成结构磁位分布 Figure3.2 Magnetic potential distribution of \"[+]\" transformer integrated structure F/Aδ2 INl1N11l2l1X=00Ucx/AX/mmINN12TR10Ux/ATR2X/mmN21N220l1δ2 l1l2X/mm （a）“EE”型变压器集成结构 （b）“EE”型变压器集成结构磁势和磁位分布 图3.3 “EE”型变压器集成结构磁位分布 Figure3.3 Magnetic potential distribution of \"EE\" transformer integrated structure 16 辽宁工程技术大学硕士学位论文 对比图3.2和图3.3可以发现： “EE”型变压器集成结构中绕组完全包裹住气隙，在气隙处存在较大的磁位差，会造成较大的散磁通，而这些散磁通与绕组交链，产生额外的涡流损耗； “EE”型变压器集成结构相比于“[+]”型集成结构，磁位差较大的位置发生在磁芯的外侧住上，在接近一半磁路的外侧柱上磁位差均较大，磁通密度也会很大，散磁通也会增加，并且谐振变换器中变压器的磁场是正弦交变的，对周围电路引起严重的电磁干扰。 “EE”型变压器集成结构导磁截面积小于“[+]”型集成结构，因而在相同磁通密度和励磁电感量的情况下，“EE”型集成结构需要的绕组匝数更多，气隙也会相比“[+]”型集成结构大，这进一步加剧了上述两种差异。 因此，“[+]”型变压器集成结构相比于传统“EE”型集成结构优势明显，具有研究价值。 3.1.2 变压器基本电路模型 在CLLC谐振变换器中，为了利用变压器漏感，将变压器漏感作为谐振电感的一部分，和外加电感共同构成谐振电感，交错并联磁集成双向CLLC谐振变换器的电路拓扑如图3.4所示，变压器Tr1、Tr2集成与同一个磁芯上，Lk1、Lk2和Lk3、Lk4分别为变压器TR1、TR2漏感，Lo1~Lo4为外加电感，ir1、ir2和is1、is2分别为两相谐振变换器原副边电流。 Q11C11D11Q12CLLC1C12D12Lo1Cr1Lk1Lm1TR1Lk2Q21Lo2Cr2C21D21Q22C22D22VHQ14Air1Cis1VLDC23D23BQ13C14D14D13C13Q24C24D24Q23Q31EC31D31Q32D32C32Lo3Cr3Lk3Lm2TR2C33D33Lk4Q41Lo4Cr4C41D41Q42C42D42ir2Gis2FQ34C34D34HC43D43Q33CLLC2Q44C44D44Q43 图3.4 两相变压器的磁集成 Figure3.4 Magnetic integration of two-phase transformers 由于两个变压器解耦集成，电路性能不相互影响，所以此处就分析单个变压器情况，如图3.5所示。电流ir1在原边绕组中所产生的磁通为Φ11，漏磁为Φs1，同时匝链原副边绕组的磁通为Φ12，只与N12线圈匝链的磁通为Φ22，副边N12的漏磁为Φs2，则有 u1N11dΦs1Φ12dΦs1dΦ12N11N11us1um1 dtdtdt17 （3.2） 副边输出给负载的电压为 辽宁工程技术大学硕士学位论文 则原副边漏感为 u2N12dΦs2dΦ21N12um2us2 dtdt（3.3） N11Φs1Lk1ir1 NΦL12s2k2is1Φ12（3.4） ir1+u1-ir1Φs1Φ11N11N12Φs2Φ22Φ12+u2-Lk1Lk2is1+u2im1Lm1- 图3.5 变压器电路模型 Figure3.5 Transformer circuit model 3.1.3 “[+]”型集成变压器磁路模型 “[+]”型变压器集成结构及磁通分布如图3.6所示，两变压器绕组绕在“+”字型上下轭上。N11、N12和N21、N22分别为两个集成变压器TR1和TR1的原副边绕组，且N11=N21、N12=N22，ir1、ir2和is1、is2分别为流入两相原边、副边绕组的电流。在不考虑气隙边缘磁通和绕组漏磁时，Φ11、Φ22分别为两变压器主磁通。 Φ11NiiNTΦ22NiiNT 图3.6 “[+]”变压器集成结构及磁通分布 Figure3.6 \"[+]\" transformers integrated structure and flux distribution 磁通所通过的各段路径尺寸如图3.7中标注，用n1、n2、n3、n4表示。g分别为“[”磁芯和“+”磁芯之间的气隙，上下左右气隙对称，其他磁芯尺寸标注见图，磁芯厚度为h。 根据磁路欧姆定律可得到“[+]”型集成变压器的磁路模型如图3.8（a）所示。其中N11ir1、N12is1和N21ir2、N22is2分别为变压器绕组激励磁势。通过对磁路模型进行串并联简化得到简化后的磁路模型如图3.8（b）所示。 18 辽宁工程技术大学硕士学位论文 gfn2n1n4TR2bdaecin3 图3.7 “[+]”型集成变压器磁件各段磁路长度 Figure3.7 \"[+]\" type integrated transformers magnetic piece section magnetic circuit length RgR11R11Rgφ11N11ir1φ11N11ir1R12R21R12R21N12is1R0N12is1R0R2R1φ22N21ir2φ22R12R11RgR12RgN21ir2N22is2R1N22is2R11R0 R0 （a）基本磁路模型 （b）简化磁路模型 图3.8 “[+]”型集成变压器磁路模型 Figure3.8 Magnetic circuit model of \"[+]\" integrated transformers 根据磁阻定义，可计算出图3.8（a）中各磁阻如下： 1n1R00rfh1n2R110rbh1gRg1 0bh1n3R120rbh1n3R210rch其中： 19 （3.5） 辽宁工程技术大学硕士学位论文 bcn1i22n21f2 dbcn3eig222dn4ef2（3.6） 图3.8（b）中磁阻R0、R1、R2可表示为： R0R0R11R12Rg1 R12R21R22由磁路模型运用磁路欧姆定律得： （3.7） R0R1R2N11ir1N12is1Φ11 N21ir2N22is2Φ22R0R1R2（3.8） 运用电磁感应定律得： dΦ11uN111dt dΦ11uN212dt结合式（3.8）和（3.9）得： 2dim1N11dN12u1iiL r1s1m1R0R1R2dtNdt11（3.9） （3.10） 即可得到励磁电感表达式： 2N11Lm1R0R1R2 2NL21m2R0R1R2 （3.11） 3.2 “[+]”和“EE”型集成变压器的参数设计 由于是双向CLLC谐振变换器，则设计变压器时以从高压到低压即400-48V为例进行 20 辽宁工程技术大学硕士学位论文 设计。本文选用一种以“[+]”型磁芯为新型变压器结构，对这种新结构变压器参数进行设计，并给出传统“EE”型集成结构的变压器参数，为后续对比分析做基础。 采用AP法进行变压器设计，根据AP值选定磁芯尺寸[31]。 AP法公式为： 8 Apku(1)LmILm_peakIr_rmsTBmaxKtkup7 （3.12） 式中， Bmax为最大磁通密度，γ为变压器铁损与铜损的比值，ku为窗口利用率，Lm、ILm_peak、Ir_rms分别对应变换器的励磁电感、励磁电流峰值和谐振电流有效值；kup为一次侧Kt为尺寸常数[47]，103。 线圈窗口利用率；ΔT为温升；对于“EE”型普通磁芯，典型值为48.2× 选取PC40材质铁氧体磁芯。其磁导率为μi=2300，在100摄氏度时，饱和磁通密度Bsat为0.3T。结合2.4节和4.1节相关参数计算，给出变压器设计参数如表3.1所示。 表3.1 变压器设计参数 Table3.1 Design specification for the transformer 参数 PO Vin-VO fs Lm n ΔT Ta Ir_rms Is_rms ILm_peak 含义 输出功率 输出电压 频率范围 励磁电感 变比 温升 环境温度 谐振电流有效值 二次侧电流有效值 励磁电流峰值 窗口利用率 指标 1000W 400-48V 80-100kHz 536.5μH 25:3 60℃ 40℃ 3.02A 25.82A 2.32A 0.4 ku 本设计中取最大磁通密度Bmax为0.21T，选取γ=1。通过公式（3.12）计算Ap得2.364cm4。结合图3.7“[+]”型磁芯磁路长度，给出主要所选磁芯参数如表3.2所示。 表3.2 “[+]”型集成变压器磁芯尺寸 Table3.2 Magnetic core size of “[+]” type integrated transforms a 40mm b 6.3mm e 20.2mm 21 f 15mm i 7.8mm 辽宁工程技术大学硕士学位论文 通过公式（3.12）计算所选磁芯Ap值： 所以磁芯选择满足条件。 为保证变压器在频率变化时不饱和，需要按照最小开关频率设计匝数，在最小工作频率处取最大磁感应强度，因此原边线圈匝数为： AP2.7cm42.364cm4 （3.13） NpVin40033.06 43kfAeBmaxfmin41.8100.218010（3.14） 取原边匝数为33匝，根据变比和输出整流管导通压降，可得出变压器副边匝数为： NsNpVo2VdVin334820.74.07 400（3.15） 取副边匝数为4匝。 由于励磁电感Lm集成于由变压器内部，通过添加气隙的方式形成所需要的励磁电感，由电感计算公式得磁芯气隙为g： g22oNpAeLm241073320.751040.387mm 536.5106（3.16） 在导线选取时，考虑到谐振变换器工作在较高频率范围，因此还要考虑集肤效应，趋肤深度ε计算公式为： 66.2mm0.29mm fsmin（3.17） 选取导线时，需要满足集肤效应条件：do<2ε，根据实际导线尺寸，选取导线的直径为0.1mm。电流密度Jo计算公式为： JoKtT60348.210365.84A/cm2 88Ku(1)AP0.422.7（3.18） 根据谐振电流有效值，计算得到原边导线截面积SP和副边导线截面积SS分别为： SPIr.rms13.020.83mm2 Jo3.6584Is.rms125.827.06mm2 Jo3.6584（3.19） SS（3.20） 因此原选取导线规格为0.1mm*100的利兹线，副边选择0.1mm*400两股并联的利兹线。 为了后续的对比分析，这里给出在同样工作条件下传统“EE”型集成变压器主要设计参数，如表3.3所示。 22 辽宁工程技术大学硕士学位论文 表3.3 “EE”型变压器集成设计参数 Table3.3 Design specification for the “EE” type integrated transformer 参数 磁芯材料 磁芯尺寸 原边匝数 副边匝数 原边导线 副边导线 气隙长度 规格 PC40 EE50 50匝 6匝 0.1*100股利兹线 0.1*600股利兹线 0.66mm 3.3 变压器集成样机制作 根据3.2节中的参数进行变压器集成样机制作，“EE”型和“[+]”变压器集成样机如图3.9所示，其测量数据如表3.4所示。 “EE”型集成变压器 （b）“[+]”型集成变压器 （a） 图3.9 “EE”型和“[+]”集成变压器样机 Figure3.9 Prototype of \"EE\" integrated transformers 表3.4 “EE”型变压器集成的电感值 Table3.4 Integrated inductance value of \"EE\" transformers 样机 “EE”型 “[+]”型 自感(μH) 548.3 546.2 原边漏感(μH) 28.7 16.5 副边漏感(μH) 0.39 0.22 通过制作样机并进行测试，得出“[+]”型集成结构漏感比“EE”型集成结构的漏感小。并且通过“[+]”型集成变压器和独立罐型变压器作对比，如图3.10所示。得出集成后变压器体积减少了40%以上，说明集成后变换器具有更高的功率密度。 23 辽宁工程技术大学硕士学位论文 图3.10 “[+]”集成变压器和分立变压器对比 Figure3.10 Comparison of \"[+]\" integrated transformers and discrete transformers 3.4 变压器集成仿真验证 3.4.1 磁芯磁通密度仿真分析 为了分析两者磁通密度分布情况，在3.2节中“[+]”型和“EE”型变压器集成的参数设计的基础，在ANSYS 18.0版本的电磁组件中进行集成磁件的建模和参数设置，进行电磁场仿真，分析两种集成结构的磁芯工作磁通密度分布情况。设置两种结构仿真参数中等效安匝数均为60A，即励磁电流和安匝数的乘积，两种结构的3D仿真结果分别如图3.11和3.12所示。 图3.11 “EE”型集成变压器磁通密度3D仿真图 Figure3.11 3D simulation diagram of flux density of \"EE\" integrated transformers 24 辽宁工程技术大学硕士学位论文 图3.12 “[+]”型集成变压器磁通密度3D仿真图 Figure3.12 3D simulation diagram of flux density of \"[+]\" integrated transformers 由图3.11和3.12可得，在相同的磁通密度范围下，两种结构的最大磁通密度的均小于磁芯的饱和磁通密度0.3T，磁芯均未出现饱和现象，表明其变压器参数设计的合理性。对比“EE”型和“[+]”型磁通密度分布情况可知，“EE”型集成结构磁通密度分布更不均匀，且在气隙处磁通密度最高，边柱上的磁通密度也相对较高，说明“EE”型集成结构磁 位差较大，在边柱和气隙处漏感也较大，和3.1.2节中对于两者的分析相符合。 图3.13 “EE”型集成变压器磁通密度2D仿真图 Figure3.13 2D simulation diagram of flux density of \"EE\" integrated transformers 图3.14 “[+]”型集成变压器磁通密度2D仿真图 Figure3.14 2D simulation diagram of flux density of \"[+]\" integrated transformers 为了更加具体的对比分析两种结构的工作磁通密度分布情况，在2D环境下进行集成 25 辽宁工程技术大学硕士学位论文 磁件的精细建模，在瞬态激励条件下得到最大激励条件下的工作磁通密度分布分别如图3.13和图3.14所示。 对比分析两种结构磁通密度2D仿真图可以发现，传统“EE”型结构磁通密度分布在侧柱虚线圆内的分布较低，而在靠近侧柱边缘外侧的磁通密度分布相对较高，说明其扩散磁通较为严重，且磁通密度分布不均匀，和3D仿真的结果是一致的。 如图3.15（a）所示，在磁芯的低磁阻磁路上添加一条直线，通过仿真观察该直线上的磁通密度情况如图3.15（b）所示，可以得出，在低磁阻磁路上，两个变压器的磁通相互抵消，进而减小了磁芯损耗。 （a）“[+]”型集成变压器仿真模型 (b)低磁阻磁路磁通密度分布 图3.15 “[+]”型集成结构低磁阻磁路的磁通密度分布 Figure3.15 Flux density distribution of low magnetoresistive magnetic circuit in \"[+]\" integrated structure 3.4.2 磁通分布仿真分析 为了对比分析两种变压器集成结构的不同，在磁通密度仿真的基础上，进行2D磁通分布的仿真分析，在瞬态仿真的最大激励时刻，得到两种集成结构的磁通分布仿真分别如图3.16和图3.17所示。 图3.16 “EE”型集成变压器磁通分布2D仿真图 Figure3.16 2D simulation diagram of flux distribution of \"EE\" integrated transformers 26 辽宁工程技术大学硕士学位论文 图3.17 “[+]”型集成变压器磁通分布2D仿真图 Figure3.17 2D simulation diagram of flux distribution of \"[+]\" integrated transformers 对比两种磁通分布图可得，“EE”型集成结构由于磁芯磁位差较大，存在严重的旁路磁通，在高频情况下，穿过绕组产生较大的涡流和损耗；在气隙处由于气隙磁势而产生扩散磁通，且“EE”型集成结构绕组完全包围侧柱气隙处，扩散磁通切割绕组导体产生严重的涡流损耗，并且会对外围电路产生较大的电磁辐射，提高产品的EMI的要求。 相比于“EE”型集成结构，“[+]”型集成结构中由于磁芯磁位差均匀，不存在旁路磁通，仅仅在气隙处存在扩散磁通分布，但这些扩散磁通并未和绕组切割，因而不会产生严重的涡流损耗。因此，可以得出“[+]”型集成结构相比于“EE”型集成结构具有更小的漏感和更低的损耗，更具有优势。 3.5 本章小结 本章提出了一种新型变压器磁集成结构——“[+]”型变压器集成结构，建立了磁路-电路等效模型，给出其设计方法，与传统“EE”集成电感进行对比分析，得出“[+]”型集成变压器磁通密度分布更均匀，磁芯磁位差较低，没有旁路磁通的形成，变压器漏感更小；且绕组没有包裹气隙，由于气隙磁势造成的扩散磁通不能和绕组垂直切割，不会造成严重的涡流损耗，变压器和变换器效率提高；通过样机制作并进行测试，相比于集成前，体积减少40%以上，漏感也比传统“EE”型集成结构低，说明该“[+]”型变压器集成结构可以提高变换器效率和功率密度。 27 辽宁工程技术大学硕士学位论文 4 交错并联双向CLLC谐振变换器的参数设计 系统设计指标如表格4.1中所示，根据设计指标进行双向CLLC谐振变换器的参数设计。 表4.1 设计指标 Table4.1 Design requirements 类型 高压侧额定电压VH 低压侧额定电压VL 最大电压增益Gac.max 满载功率Po 谐振频率fr 工作频率范围 数值 400V 48V 1.03 1000W 100kHz 80~100kHz 4.1 谐振网络参数设计 双向CLLC谐振变换器的参数设计需要在满足软开关的基础上，在工作频率范围内达到增益的要求，并尽可能使损耗最小，效率最高，其设计流程如下： 谐振变换器设计指标频率范围增益范围变压器变比死区时间tdead设定确定最大kQ、Qmax值确定励磁电感Lm值否是否满足ZVS条件是确定k、Q值是否满足增益单调条件是确定Lr、Cr值否 图4.1 参数设计流程图 Figure4.1 Parameter design flow diagram 28 辽宁工程技术大学硕士学位论文 4.1.1 ZVS实现条件 （1）输入阻抗呈感性 由2.1节分析可得，ZVS实现需要保证输入阻抗呈感性，即谐振电流滞后于电压，从图2.11变换器交流等效电路可以得出，输入阻抗如式（4.2）所示，并作出输入阻抗随归一化频率的变化曲线如图4.2所示。 ZinjLrZinAjB11jLrReq//jLm jCrjCr（4.1） k2Qfn42224222fQfk1Q2Qfk1nnn ZR253223jkQfnk1kfnkQfnkQfn2kf1nf2Q2f4k12Q2Q2f22k1fnnnn（4.2） 图4.2 输入阻抗变化曲线 Figure4.2 Input impedance change curves 图4.3 最小工作频率下，最大Q值随k值变化曲线 Figure4.3 Under the minimum operating frequency, the maximum Q value varies with k value. 29 辽宁工程技术大学硕士学位论文 令输入阻抗虚部等于零，可得输入阻抗为容性和感性的分界线，在k值一定的情况下，可在满载即最小工作频率处得到阻抗为感性的最大Q值，从而满足ZVS条件： (1k)fn3fnQmax1|fnfn_min （4.3） 2325(2k6k3)fn(2k3k1)fn(32k)fn1/fn（2）死区时间内完成寄生电容的能量交换 实现CLLC谐振变换器ZVS另一个要求，需要在死区时间内实现同一桥臂开关管寄生 电容的能量交换，从而实现下一时刻开关管的零电压开通。在死区时间内，最差的条件发生在最大工作频率处。 Cp1VinILm.max 图4.4 死区阶段寄生电容能量交换电路图 Figure4.4 Diagram of parasitic capacitor energy exchange circuit in dead zone Cp2Cp3Cp4死区时间内，能量不向负载传输，励磁电流和谐振电流相等，且谐振电流达到最大值Im.max，该电流为寄生电容充放电，设能量交换需要的时间为tc，则有： 死区时间应满足tdead>tc： tdead2CPVin Im.maxGac1AQkB222 （4.4） （4.5） 由2.4节可知，励磁电流最大值为： 得到： Im.maxT40nVonVTdto LmLm4（4.6） tdead8CPLmfmax （4.7） 在死区时间设定后，由式（4.7）可以得到励磁电感的限定条件如式（4.8）所示。即在参数设计时励磁电感值需要小于最大励磁电感，此时才能满足足够的励磁电流对寄生电容的能量交换，从而实现ZVS条件。 LmTmintdeadLm.max 8CP30 （4.8） 辽宁工程技术大学硕士学位论文 4.1.2 增益单调性要求 由2.4节中参数对增益的影响分析中可以看出，随着参数的变化，增益随归一化频率变化可能出现非单调的情况出现，对应于输入阻抗呈容性，这种情况给谐振变换器的线性控制带来问题，因此需要在参数设计时加以避免。 双向CLLC谐振变换器的基波交流电压增益公式可写为： 令Gac对fn求偏导数为： 式中 Gac1AQkB222 （4.9） Gac'fn4Afn22QkBfnDfn3kfnAfQkBf222nn1.5 （4.10） 11A12kkfn2k21B(2k1)f3 nffnn2k23'DB(f)2k1nfn2fn4（4.11） 为了保证变换器增益随归一化频率单调下降，满足线性控制要求，即增益对归一化频率的偏导数为负值，即： Gac'fn,Q,k4Afn22QkBfnDfn3kfnAfQkBf222nn1.50 （4.12） 图4.5 增益单调时Qmax随k值变化曲线 Fig. 4.5 variation curve of Qmax with k value when gain monotone 31 辽宁工程技术大学硕士学位论文 变换器在空载情况下，品质因数Q值趋近于0，Q随着负载的增加而逐渐增大。在最小工作频率点，即满载时，Q有最大值，为： Qmax22Afnmink 3fnminBfnminDfnmin（4.13） ，可得Q值满足式（4.14），作出最低工作频率下即结合4.1.1节ZVS条件即式（4.3） 满载时最大Q值随k值变化曲线如图4.6所示。 (1k)fn3fn|fnfn_minQmax12325(2k6k3)fn(2k3k1)fn(32k)fn1/fn （4.14） 2AfnminkQ3max2fnminBfnminDfnmin 图4.6 满载时Qmax随k值变化曲线 Figure4.6 Variation curve of Qmax with k value at full load 4.1.3 谐振电流的影响因素 由2.4.1节分析谐振电流表达式如式（4.15）所示，可以看出谐振电流主要与归一化频率、励磁电感有关，分别作出谐振电流与归一化频率和励磁电感的变化曲线如图4.7和4.8所示。 Ir.rmsPoTr8n2fn2Lm2Io21n2Vo2Tr21 22fn48Lmfn（4.15） 32 辽宁工程技术大学硕士学位论文 图4.7 励磁电感一定，谐振电流随归一化频率变化的曲线图 Figure4.8 Curve of resonant current changing with normalized frequency when excitation inductance is constant 图4.8 fn一定时，谐振电流随励磁电感变化的曲线图 Figure4.8 Curve diagram of resonant current changing with excitation inductor for fn is constant 双向CLLC谐振变换器由于可以实现ZVS和ZCS，所以开关管的导通损耗占据较大的比例，减少谐振电流也即可以减少导通损耗，提高变换器的效率。从图4.7可以看出，在励磁电感相对较大的情况下，工作频率越靠近谐振频率，谐振电流越小，因此谐振变换器工作频率越靠近谐振频率，其效率越高；从图4.8得出，随着励磁电感的增大，谐振电流减小的趋势越来越平缓，说明励磁电感增大到一定程度后，对变换器效率影响逐渐下降，如在励磁电感大于500μH时，再增大励磁电感，谐振电流下降的幅度较低。因此，在设计参数时，选取适中的励磁电感，保证增益的情况下，使变换器尽量工作在谐振频率附近，可以获得较高的效率。 4.1.4 谐振参数的设计 通过对双向CLLC谐振变换器参数和设计指标的分析发现，提高励磁电感值可以减少 33 辽宁工程技术大学硕士学位论文 谐振电流，提高变换器效率；工作频率越靠近谐振频率，即k值较小时可以在较小的工作范围内满足增益要求，变换器的效率也较高。对于本课题直直变换器的设计，通过选取较大的励磁电感，同时选取较小的k值来限定工作频率，即可获得较高的效率。 由k、Q的表达式推出式（4.16）： kQrLmReq （4.16） 由式（4.16）可得，k、Q的乘积与励磁电感正相关，因此，要想取得较大的励磁电感并且减少k值来满足增益要求，则选取最大Q值即可。将式（4.16）代入交流增益表达式得出在满载情况下，即最小工作频率时，增益随k值变换的关系曲线如图4.9所示。 图4.9 kQ一定时，最大电压增益与k的关系曲线图 Figure4.9 kQ is constant, graph of the maximum voltage gain versus k 结合变换器设计要求、各谐振参数对电压增益的影响，选取满足条件的，最大励磁电感值，并同时为满足较小的工作频率范围，选择较小的k值。由图4.9可得，kQ乘积等于2.6时，此时满足满载条件下最大增益要求，且kQ乘积取得最大值，此时k=8.65，Q=0.3 （4.17） 辽宁工程技术大学硕士学位论文 求得各谐振参数为：高压侧谐振网络参数：Lm1=536.5μH，Lr1=62μH，Cr1=40.86μF； 低压侧谐振网络参数：Lm2=7.73μH，Lr2=0.893μH，Cr2=2.8375μF。 通过式（4.8）和式（4.14）对参数进行ZVS条件和增益单调性验证，满足要求。 4.2 谐振电感设计 由于变压器存在一定的漏感，实际中变压器漏感和外加电感构成谐振电感。选择铁氧体PC40材质磁芯，规格选取EI28磁芯，除去变压器漏感，需要设计的外加电感值分别为45.5μH、0.673μH，考虑到PC40磁芯在100℃的条件下最大饱和磁密为0.3T，保留一点裕度取0.2T，磁芯的横截面积为80mm2，谐振电感电流分别为4.2A和38.9A。 根据式（4.18）可得到电感匝数： NLImax AeBmax（4.18） 得到原副边外加电感需要的匝数分别为11.9和1.6匝，取12匝和2匝。 计算出匝数后根据式（4.19）调整气隙得到需要的电感量： 0N2Ae L（4.19） 得到需要调整的气隙分别为0.32mm和0.59mm。导线选择0.1mm*100、0.1mm*600的利兹线。 4.3 主电路器件的选择 （1）开关管的选取 主开关管需要根据其最大电压和电流应力选取。降压模式下，开关承受最大管压降是400V，最大电流峰值为： Ir1.rms22Io128n2fnminPNTr2Lm111fnminn2Vo12Tr248L2f24.2A （4.20） m1nmin选取高压侧开关管型号为2SK3934，其核心参数为：VDS=500V，ID=15A，RDS=0.23，满足工作要求； 升压模式下，开关承受最大管压降是48V，最大电流峰值为： Ir2.rms22Io128n2fnminPNTr2Lm111fnminn2Vo12Tr248L2f238.9A （4.21） m1nmin选取低压侧开关管型号为IRF2807，其核心参数为：VDS=75V，ID=82A，RDS=0.013，满足工作要求； （2）谐振电容的选取 35 辽宁工程技术大学硕士学位论文 流经谐振电容的电流表达式为： 2IonVnVTsinrtotos4LmLmnnVonVTtos4LmLmiCr12IosintnVot3nVoTsrnLm4Lm3nVoTsnVotL4Lmm0tTr2 TTrts22TsTTtrs22TrTstTs2 （4.22） 由iCrC dUCr和式（4.19）可得降压模式谐振电容电压应力分别为： dtVCr1.peakIo14nfnminCr1161.08V （4.23） VCr2.peakIo119.326V 4fnminCr2（4.24） 升压模式谐振电容电压应力为： VCr1.peakIo2161.08V 4fnminCr1（4.25） VCr2.peakIo24nfnminCr219.326V （4.26） 谐振电容选取需要保留1.5~2倍裕度，因此高压侧选取630V的CBB电容，两个223型号电容并联；低压侧选取63V的CBB电容，采用两个104电容、一个683和一个153电容并联组成。 （3）整流二极管选取 降压模式，整流管压降为48V，电流峰值为： ID1.peak2Io14fnmin30.46A （4.27） 选取快恢复二极管型号为MUR4060，VD=1000V，ID=40A。 升压模式，整流管压降为400V，电流峰值为： ID2.peak2Io24fnmin3.7A （4.28） 选取快恢复二极管型号为HER608，VD=1000V，ID=6A。 （4）滤波电容的选取 36 辽宁工程技术大学硕士学位论文 谐振变换器运行时的最小工作频率为80kHz，取纹波系数为0.5%，则滤波电容C1为： 同理可得滤波电容C2为： C1Po0.125mF 2fsminVo21（4.29） C2Po0.868mF 22fsminVo2（4.30） 所以C1采用220μF，630V的电解电容，C2采用1000μF，100V电解电容。 4.4 本章小结 本章首先分析谐振变换器ZVS实现条件和增益单调性要求，结合第二章参数对变换器性能的影响分析，提出对于直直变换器设计参数时，在满足最大增益的条件下选取最大励电感和最小k值，使变换器具有更高的效率，并根据该方法设计了谐振参数。然后根据主回路器件的电压电流应力进行器件选取。 37 辽宁工程技术大学硕士学位论文 5 系统仿真与实验验证 5.1 仿真分析 5.1.1 双向CLLC谐振变换器的仿真分析 首先在Saber软件中进行双向CLLC谐振变换器仿真，以验证参数设计合理性和正确性。空载状态下的ZVS仿真波形如图5.1所示。 图5.1 空载状态下的ZVS仿真波形 Figure5.1 Simulation waveforms for no-load conditions 从图5.1仿真图中可以看出，在ZVS最差的空载条件下，仍然可以实现开关管的零电压开通，因此变换器始终可以实现ZVS。 双向CLLC谐振变换器在正反向不同工作频率范围的仿真波形分别如图5.2和图5.3所示。可以得出，无论正向还是反向工作，变换器均可以正确工作且均能实现整流侧ZCS，说明参数设计的合理性。 （a）fs=fr （b）fs Figure5.2 Forward simulation waveform with different frequency ranges 38 辽宁工程技术大学硕士学位论文 （a）fs=fr （b）fs Figure5.3 Reverse simulation waveform with different frequency ranges 5.1.2 交错并联双向CLLC谐振变换器的仿真分析 如图5.4为两相交错180°的仿真波形，图5.4（a）为驱动波形，两相开关管的导通角度相差180°，图5.4（b）为空载时的仿真波形，可以看出开关管可以实现ZVS。 （a）驱动波形 （b）ZVS波形 图5.4 交错并联双向CLLC谐振变换器空载时的仿真波形 Figure5.4 Simulation waveform of staggered parallel bidirectional CLLC resonant converter under no-load 如图5.5和图5.6所示分别为交错并联双向CLLC谐振变换器降压和升压模式的仿真波形。从两图中可以看出，由于交错180°，则两相谐振电流和励磁电流完全相反，符合180°交错的结果。从仿真波形可以看出，无论正向工作还是反向工作，变换器均可以很好的实现ZCS，符合CLLC谐振变换器的性能要求。而且，从图5.5中可以看出，无论变换器工作在空载还是满载状态，其输出电压增益均可以达到，进一步说明了参数设计的有效性。 39 辽宁工程技术大学硕士学位论文 （a）空载时仿真波形 （b）满载时仿真波形 图5.5 交错并联双向CLLC谐振变换器正向的仿真波形 Figure5.5 Forward simulation waveform of staggered parallel bidirectional CLLC resonant converter （a）空载时仿真波形 （b）满载时仿真波形 图5.6 交错并联双向CLLC谐振变换器反向的仿真波形 Figure5.6 Reverse simulation waveform of staggered parallel bidirectional CLLC resonant converter 5.2 实验系统设计 5.2.1 数字控制芯片的选取 由于交错并联双向CLLC谐振变换器工作频率较高，至少需要4路稳定的开关脉冲驱动，并且还需要添加死区时间的设置，因此需要高性能控制芯片作为控制环节。采用TI公司的TMS320F28335作为控制芯片，其高性能的数字控制和计算为谐振变换器带来便利。利用其脉宽调制模块可以很好的实现脉冲调节和死区时间控制，满足变换器的要求。 5.2.2 驱动电路设计 40 辽宁工程技术大学硕士学位论文 常用开关管为压控型开关管，需要满足一定的电压驱动条件，仅仅依靠DSP达不到开关管的导通条件。选取IR2110驱动芯片，并设计其自举驱动电路，实现对同一桥臂的开关管的驱动，其驱动电路如图5.7所示。 图5.7 驱动电路 Figure5.7 Drive circuit DSP输出为弱电控制信号，而主电路侧为相对高压，为了保护DSP和信号不被干扰， 在DSP和IR2110之间设计光耦隔离电路，采用6N137构建光耦隔离电路，如图5.8所示。 图5.8 光耦隔离电路 Figure5.8 Photoelectric coupled isolate circuit DSP输出的驱动脉冲信号，经光耦隔离和IR2110驱动电路后，形成两路交错互补的驱动波形，如图5.9所示。 41 辽宁工程技术大学硕士学位论文 图5.9 两路交错并联驱动波形图 Figure5.9 Two staggered drive waveforms 5.3 实验结果 5.3.1 双向CLLC谐振变换器参数设计实验 表5.1 实验参数 Table5.1 Experimental parameters 参数 Lm/μH Lr1/μH Lr2/μH Cr1/μF Cr2/μF k Q 谐振频率/kHz 频率范围/kHz 优化前 641 32.05 0.461 0.079 5.5 20 0.155 100 50~140 优化后 536.5 62 0.893 0.041 2.837 8.65 0.3 100 80~100 变换器参数优化前后数据如表5.1所示，为了验证优化后变换器性能，搭建实验平台进行实验验证，如图5.10所示。 图5.10 参数实验电路系统 Figure5.10 Parameter experimental circuit system 42 辽宁工程技术大学硕士学位论文 对于上述两组参数，分别进行轻载、半载、满载实验，实验波形如图5.11和图5.12所示。 iLr:2A/格t:5us/格轻载iLr:2A/格t:5us/格半载iLr:2A/格t:5us/格满载 图5.11 参数优化前谐振电流波形 Figure5.11 Resonant current waveform before parameter optimization iLr:2A/格t:5us/格轻载iLr:2A/格t:5us/格半载iLr:5A/格t:5us/格满载 图5.12 参数优化后谐振电流波形 Figure5.12 Resonant current waveform after parameter optimization 通过优化后谐振电流波形可以看出，电路处于谐振状态；对比参数优化前后谐振电流 43 辽宁工程技术大学硕士学位论文 波形可以看出，优化后变换器工作频率更加靠近谐振频率，波形更加逼近正弦形式，此时谐振回路阻抗较低，环流造成的损耗较小，变换器的效率较高。优化前从轻载到满载的工作频率范围为65~100kHz，优化后工作频率范围为85~100kHz。根据实验数据作出优化前后双向CLLC谐振变换器的效率曲线如图5.13所示。 9% 图5.13 变换器参数优化前后效率曲线 Figure5.13 Efficiency curve before and after parameter optimization of converter 由图5.13效率曲线可知，参数优化后变换器在整个负载范围内效率均有所提升，最高效率达到94.4%，特别是在满载情况下，效率提升9%以上，说明参数设计的有效性。尽管优化前的励磁电感较大，且k值取值也较大，也无法弥补宽工作频率带来的环流损耗，特别是在重载情况下，单纯增大励磁电感并不能对变换器效率优化。 5.3.2 变压器集成实验 为了验证“[+]”型集成变压器与传统“EE”型集成结构的不同，搭建交错并联磁集成双向CLLC谐振变换器实验系统如图5.14所示。 图5.14 集成变压器实验系统 Figure5.14 Integrated transformer experimental system 44 辽宁工程技术大学硕士学位论文 首先验证变换器的ZVS条件，以降压实验Q1开关管为例，测量得到空载情况下的ZVS波形如图5.15所示。从波形图中可以看出，集成变压器实验系统可以实现ZVS条件，满足实验要求。 VdsVds:10V/格Vgs:5V/格Vgst:2us/格图5.15 ZVS实现波形 Figure5.15 Implements the ZVS waveform 在实验系统中分别进行交错并联磁集成正反向实验，得到采用“[+]”型集成变压器结构的谐振电流轻载、半载、满载波形如图5.16和5.17所示。 iLr:2A/格t:2us/格轻载iLr:5A/格t:2us/格半载iLr:10A/格t:2us/格满载 图5.16 集成变压器反向实验谐振电流波形 Figure5.16 Resonant current waveform of integrated transformers reverse experiment 45 辽宁工程技术大学硕士学位论文 iLr:0.5A/格t:2us/格轻载iLr:1A/格t:2us/格半载iLr:1A/格t:2us/格满载 图5.17 集成变压器正向实验谐振电流波形 Figure5.17 Forward experimental resonant current waveform of integrated transformers 从图5.16和5.17可以看出，无论正向还是反向模式，“[+]”型集成变压器交错并联双向CLLC谐振变换器均能正常工作，且从轻载到满载能够实现ZVS，验证了“[+]”型集成变压器的有效性。将“[+]”型集成变压器换成“EE”型集成变压器和独立罐型变压器，通过实验测定三者的效率数据并作出效率曲线如图5.18所示。 图5.18 不同变压器结构效率曲线 Figure5.18 Efficiency curve of different transformer structures 46 辽宁工程技术大学硕士学位论文 由图5.18不同效率曲线可以看出，“[+]”型变压器效率最高，峰值效率达到94.8%，高于独立罐型变压器的效率，而“EE”型集成变压器结构效率最低，验证了第三章的理论分析和仿真。由于“[+]”型集成变压器磁压分布均匀，磁密和漏磁较小，且有低磁阻磁路中磁通抵消降低了磁芯损耗，所以“[+]”集成变压器效率最高，“EE”型集成变压器效率相对较差，是由于旁路磁通和扩散磁通造成涡流损耗较大。 5.4 本章小结 通过上述章节的分析，在仿真软件Saber中进行参数设计仿真和交错并联仿真，通过仿真验证了参数设计的有效性；搭建实验平台，通过实验验证了参数优化后变换器效率提升明显，在全负载范围效率均提高较多。利用不同变压器集成结构进行交错并联双向CLLC谐振变换器实验，得出“[+]”型变压器集成结构效率最高，而传统“EE”型集成结构效率最低，进一步验证了第三章中关于两者的理论分析和仿真，说明提出的“[+]”型变压器集成结构更具有优势。 47 辽宁工程技术大学硕士学位论文 6 结论与展望 6.1 结论 本文以双向CLLC谐振变换器为研究对象，结合交错并联和变压器集成进行理论分析、仿真分析以及实验验证，完成如下工作： （1）分析双向CLLC谐振变换器工作特性以及k、Q和归一化频率fn对变换器性能的影响，在欠谐振状态下分析参数对谐振电流和损耗的影响，指出对于直直变换器系统，仅仅通过增大励磁电感值并不能更好的提升变换器效率，特别是在重载情况下。针对双向CLLC谐振变换器和单向LLC谐振变换器的不同，提出两个ZVS条件和增益单调性的要求，对于参数设计进行了详细限定。通过理论分析得出增大励磁电感、工作频率靠近谐振频率时，效率较高，提出在满足增大增益时，选取最大励磁电感并通过取最小k值限定工作频率范围这一精确的参数设计方法，通过仿真验证。针对同一个变换器设计指标，通过参数优化前后对比实验，得出优化后变换器在全负载范围内效率均提高，在未采用同步整流的条件下，最高效率达到94.4%，且在满载情况下提升9%以上，证明该参数优化的有效性。 （2）针对交错并联双向CLLC谐振变换器中磁件较多，占据较多的体积和质量，提出一种交错并联双向CLLC谐振变换器变压器集成磁件—“[+]”型变压器集成结构，通过磁位差分析和ANSYS电磁组件进行磁通密度和磁力线分布情况的仿真，得出“[+]”型变压器集成结构磁通密度分布更均匀，磁位差更小，旁路磁通和扩散磁通相比于“EE”集成结构更小，漏磁和漏感更小，且由于“EE”型集成结构中绕组完全包裹气隙，使得旁路磁通和扩散磁通与绕组切割，产出严重的涡流损耗问题。通过建立其磁路模型，给出了集成变压器设计方法，搭建不同变压器集成结构的系统并进行实验，得出“[+]”型变压器集成结构效率最高，“EE”型变压器集成结构效率最低，验证了理论和仿真的正确性。通过提出的“[+]”型变压器集成，不仅提高了变换器的工作效率，而且相比于集成前的罐型变压器体积减少40%以上，提高了变换器的功率密度。 （3）本文进行了交错并联磁集成双向CLLC谐振变换器的研究，通过参数优化设计，在保证双向CLLC谐振变换器ZVS和ZCS特性的情况下，实现全负载范围的效率提升，特别是满载情况提升明显；提出“[+]”型磁集成结构，通过磁集成技术，使变压器进行集成为一个磁件，在提升变换器功率密度的同时提高了效率，经过仿真和实验验证了研究的正确性。 6.2 展望 由于本人理论知识有限，现还存在如下不足和可进一步研究的问题： 48 辽宁工程技术大学硕士学位论文 （1）基于基波分析法对参数优化还存在一定误差，采用时域分析和优化对变换器性能还会有一定的提升空间。 （2）整流侧并未加入同步整流技术，若采用同步整流，则可减少整流管损耗，进一步提升变换器的效率。 （3）变压器集成磁件可以采用分布气隙的方式，改善磁芯中从磁位差分布，进一步减少扩散磁通带来的涡流损耗问题。 （4）将磁件替换为平面磁件进行集成，可以大大降低磁件体积，提升功率密度和效率。 （5）对于交错并联双向CLLC谐振变换器，可以考虑将谐振电感和变压器进行全集成。 49 参考文献 [1] Yan X,Zhao H,Zhang Q,et al. 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[55] 周洁敏，赵修科，陶思钰.开关电源磁性元件理论及设计[M].北京：北京航空航天大学出版社，2014. 52 作者简历 一、基本情况 姓名：田华松 性别：男 民族：汉族 出生年月：1993.11 籍贯：河南驻马店市 学习经历： 2012.09—2016.06 辽宁工程技术大学电气与控制工程学院电气技术专业 工学学士 2016.09—2019.06 辽宁工程技术大学电气与控制工程学院电气工程专业 工学硕士 二、在学期间从事的科研工作 （1）国家自然科学基金资助项目(U1510128）。 （2）辽宁省教育厅重点实验室基础研究资助项目（LZ2015045）。 三、在学期间发表的学术论文 （1）杨玉岗,苗怀锦,田华松.全桥LLC谐振变换器中变压器的设计[J].磁性元件与电源,2018,110-116. 四、其他学术成果 田华松.电源滤波器.中国,发明专利,申请号: 201910311666.1（已受理） 53 54 学位论文数据集 关键词* 交错并联；双向CLLC；磁集成 学位授予单位名称* 辽宁工程技术大学 论文题名* 密 级* 中图分类号* UDC 论文资助 国家自然科学基金项目(U1510128) 学位级别* 硕士 论文语种* 公开 TM4 621.3 学位授予单位代码* 10147 学位类别* 工学 并列题名* Research on Interleaving and 交错并联磁集成双向CLLC谐振变换器的研究 Magnatically Integrated Bi-directional CLLC Resonant Converter 学 号* 培养单位地址 辽宁省阜新市 学 制* 3 2019.6 杨玉岗 职 称* 教授 答辩委员会成员 中 文 作者姓名* 培养单位名称* 辽宁工程技术大学 学科专业* 电气工程 田华松 培养单位代码* 10147 研究方向* 电力电子与电力传动 471620555 邮 编 123000 学位授予年* 2019 论文提交日期* 导师姓名* 评阅人 答辩委员会主席* 电子版论文提交格式 文本（ ） 图像（ ） 视频（ ） 音频（ ） 多媒体（ ） 其他（ ） 推荐格式：application/msword; application/pdf 电子版论文出版（发布）者 电子版论文出版（发布）地 论文总页数 52 权限声明 注：共33项，其中带*为必填数据，共22项。 55 因篇幅问题不能全部显示，请点此查看更多更全内容